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分析如何设计PSR原边反馈开关电源变压器

下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。

全电压输入,输出5V/1A,符合能源之星2之标准,符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。

因充电器为了方便携带,一般都要求小体积,所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器,此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小,做不到,如果现在还有人这样认为,那你就OUT了。

磁芯以确定,下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A

5W的电源变压器。

1.

EFD15变压器设计

目前针对小变压器磁芯,特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线,因PSR线路对变压器漏感有所要求。

通过测量或查询BOBBIN资料可以得知,EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。

因次级采用三重绝缘线,0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.

因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS,考虑到漏感尖峰,需留50~100V的应力电压余量,所以反射电压需控制在100V以内,得:(Vout VF)*n<100,即:n<100/(5 1),n<16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248,代入上式验证,(Vout VF)*(NP/NS)<100,即(5 1)*(248/15)=99.2<100,成立。

IC的VCC电压下限一般为10~12V,考虑到至少留3V余量,取VCC电压为15V左右,    得:NV=Vnv/(Vout VF)*NS=15/(5 1)*15=37.5Ts,取38Ts.因PSR采用NV线圈稳压,所以NV的漏感也需控制,仍然按整层设计,得:NV线径=9.2/(38 1)=0.235mm, 对应的铜线直径为0.215mm,实际可用铜线直径取0.2mm。也可采用0.1mm双线并饶。

到此,各线圈匝数就确定下来了。

下面来确定绕线顺序。

因要工作在DCM模式,且采用无Y设计,DI/DT比较大,变压器磁芯研磨气隙会产生穿透力强杂散磁通导致线圈测试涡流,影响EMC噪音,所以需先在BOBBIN上采用0.1mm直径的铜线绕满一层作为屏蔽,且引出端接NV的地线。

绕完屏蔽后,保TAPE1层;再绕初级,按以上计算的分4层绕制,完成后包TAPE 1层;为减小初次级间的分布电容对EMC的影响,再用0.1mm的线绕一层屏蔽,包TAPE 1层;再绕次级,包TAPE 1层;再绕反馈,包TAPE 2层。

因前面说了,CORE的B/H不确定,所以得先从确定饱和AL值下手。把变压器CORE中柱研磨一点,然后装上以上方式绕好的线圈装机,并用示波器检测Rsenes上的波形,见下图中R5。

输入AC90V/50Hz,慢慢加载,观察CORE有没有饱和,如果有饱和迹象,拆下再研磨……直到负载到1.1~1.2A刚好出现一点饱和迹象,(此波形需把波形放大到满屏观察最佳)OK,拆下变压器测量电感量,此时所测得的电感量作为最大值依据,再根据厂商制造能力适当留 3%~ 5%的误差范围和余量,如:测量为2mH,则取2-2*0.05=1.9mH,误差为 /-0.1mH.

现在再来验证以上参数变压器BOBBIN的绕线空间。

已知:E1和E2铜线直径为0.1mm,实际外径为0.12mm;NP铜线直径为0.12mm,实际外径为0.14mm;NS铜线直径为0.4mm,实际外径为0.6mm;TAPE采用0.025mm厚的麦拉胶纸。

A.

NV若采用铜线直径为0.2mm,实际外径为0.22mm

=0.12 0.025 0.14*4 0.025 0.12 0.025 0.6 0.025 0.22 0.025*2=1.77mm.

B.

NV若采用铜线直径为0.1mm双线并饶,实际外径为0.12mm

=0.12 0.025 0.14*4 0.025 0.12 0.025 0.6 0.025 0.12 0.025*2=1.67mm.

测量或查EFD15的BOBBIN的单边槽深为2.0mm,

所以以上2种方式绕制的变压器都可行。

2.

EPC13的变压器设计

依然沿用以上设计方法,

测量或查BOBBIN资料可得EPC13 BOBBIN幅宽为6.8mm,

继续,EPC13的绕线方式同EFD15,再这里就不再重复了。

以上变压器设计出的各项差数是以控制漏感为出发点的,各项参数(肖特基的VF,MOS管的电压应力余量……)都是零界或限值,实际设计中会因次级绕线同名端对应输出PIN位出现交叉,或输出飞线套铁氟龙套管,或供应商的制程能力,都会使次级线圈减少1~2圈,对应的初级和反馈也需根据匝比减少圈数;另,目前市场的竞争导致制造商把IC内置MOS管的VDS耐压减小一点来节省成本,为保留更大的电压应力余量,需再减少初级匝数;以上的修改都会对EMC辐射造成负面影响,对应的取舍还需权衡,但前提是必须使产品工作在DCM模式。

从08年市场上推出PSR原边反馈方案到现在我一直都有在用此方案设计产品,回顾看看,市场上也出现了很多不同品牌的PSR方案,但相对以前刚推出的PSR控制IC 来说,有因市场反映不良而不断改进的部分,但也有因为恶性竞争而COST DOWN的部分。主要讲讲COST DOWN的部分。

因受一些品牌在IC封装工艺上的专利限制,所以目前大部分的内置MOS的IC(不仅是PSR控制IC,也包括PWM 控制IC)采用的是在基板上置入控制晶圆和MOS晶圆,之间用金线作跳线连接,这样就有2个问题产品了:

1. 金线带来的EMC辐射。

2. 研制控制晶圆的公司可以自己控制控制晶圆的成本,但MOS晶圆一般采用的从MOS晶圆生产上购买,这样一来,MOS晶圆的成本控制也成为IC成本控制的案上肉。

辐射可以采用优化设计来控制。

但MOS晶圆的COST DOWN的路径来源于降低其VDS的耐压,目前已有很多不同品牌的IC将VDS为650V的内置MOS降到620~630V,甚至560~600V。

这样一来,只控制漏感降低VDS峰值电压是不够的,所以还需为VDS保留更大的电压应力余量。

下面再以EPC13为实例,讲讲优化设计后的变压器设计。

方法同上……

先计算出次级,

再计算初级匝数,因考虑到为MOS管留更大的电压应力余量,所以反射电压取之前的75%

代入上式验证(5 0.55)*(135/10)=74.925<75,成立。

确定NP=135Ts.

下面再计算反馈匝数,依然取反馈电压为15V,得,15/(5 0.55)*10=27Ts.

PSR线路设计变压器很关键,所以先讲变压器。

后续会继续讲出设计PSR的具体每个元件的设计,包括取样电阻,吸收回路,保护设计及EMC控制方法。

PSR电路一般OCP设计的不是很大,一般在120%左右,如果你测试是是以输入AC90/50Hz(没打错,不是60Hz哦),输出帯载到1.2A刚好出现一点饱和,实际烧机1.0A是不会饱和的,你可以试试,实际烧机后的OCP会在110%左右。

变压器10%的误差太大了点吧,变压器采用机械研磨误差没那么大。

匝数多可以提高一点电感量,可以让负载时的频率辐射低些,当然,你也可以把EFD15的匝数减少些,但EMC的处理就和EPC13一样需特别注意布线。

找不到放大后的图,就看看这个没放大的吧。

把这个波形在示波器上拉宽,看那条上升的斜线,那是电流上升的波形,要保持是一条缓慢上升的斜线,如果在顶端出现突然上升,说明变压器有饱和迹象。

当然,变压器有一点饱和迹象,在实际中是可以长期烧机的,但因为电流突然上升会测试较强的辐射噪音,所以要控制到变压器不饱和为佳。

但,不饱和就得再研磨CORE,降低电感量,但CORE研磨多了,气隙大了,漏感和涡流也会增大,同样会影响EMC噪音,所以把CORE研磨到零界饱和点是最佳取舍方式。

先不说你计算电感量的B/H值从何来,你可以权衡下你计算出的电感量在EMC取舍上有此方式直接和有效吗?我认为我这种方式更有效也更直接。

空载与满载切换时,输出电压的过冲和下冲与变压器有一定关系,但此问题主要是PSR IC延时检测造成的,解决方法我会在后续讲解,不是变压器的问题。我们的客人在别家公司做的产品出了这个问题,而我们的没有,因此我们接到了一个转过来的200K订单呢。

EMC图纸我得整理下,因为之前认证整改的产品测试PASS一般就没管它。

变压器的温升绝对能通过PSE省令一项的标准。

变压器进料价格在1.18~1.55RMB之间.

如果说5%做不到,那肯定是电路没调好,PSR一般都线损补偿功能,如果启用,输出线长达3米电压调整率都可以做到5%以内,我做过最长为3.5米的。